永磁伺服电机嵌入式位置检测理论及误差分析.pdf

永磁伺服电机嵌入式位置检测理论及误差分析.pdf,针对现有的永磁伺服电机位置传感器存在成本高、体积大的缺点和新兴的无传感器技术计算复杂及依赖电机参数的不可靠性问题，提出了绕制时栅线圈检测电机转动位置的方法，但由于绕制时栅线圈检测的方法存在获取信号复杂、测量稳定性差以及线圈绕制不均匀增加误差的缺点，在此基础上，提出了一种基于隧道磁阻效应(TMR)和时栅技术的永磁伺服电机嵌入式位置检测新方法。在原理分析的基础上，根据行波表达式的理论推导，分析了单路和双路驻波幅值不相等所导致的误差规律，为检测结构的优化和进一步提高测量精度奠定基础。最后通过实验，验证了嵌入式位置检测理论分析的正确性以及检测方案的优越第10期王淑娴等:永磁伺服电机嵌入式位置检测理论及误差分析2549随着TMR结构材料的不断发展,出现了线性TMR、的优势所在。开关型TMR等几类TMR传感器芯片,其中线性TMR在磁场检测、电流检测、感应位移等方面有较为广泛的应2误差分析模型用,线性TMR"920最显著特点是在一定磁场强度范围内,TMR输出与磁场强度变化呈线性关系的电压信号,根据时栅传感器的研究经验,行波的变化规律直接而在范围之外,TMR输出信号随磁场强度的变化呈平缓决定因传感器的结构、工作环境等因素而带来的测量误非线性变化,趋于饱和状态。差的变化规律。两个芯片的个体差异(灵敏度S、固有阻假设电机的气隙磁场是均匀的,呈正弦变化,则气隙值R)差异及正交溦励的幅值不等都会导致两路驻波幅磁场值的不相等,即K≠K,则行波V,为H= H cosPot=H cose(1)V =v+vb=k cosOsint K,sinecost式中:Hn为磁场强度幅值,P为电机的极对数,ω2为角速K, sine度,t为旋转时间。V(K cos0)+(Ks sino)sin( t arc K cose/TMR芯片感应磁场H的变化,其电阻值发生相应的K,sinaK cos0)+(K,sine)sin(t+ arct K coso,变化△R:K-+kK2-K1△R.=SHK, sinacos26·sint+artg式中:S为灵敏度。当分别给空间正交放置的TMR(a)和TMR(b)芯片(10)施加时间正交的激励V、V时,电阻值变化表现为电压由式(10)可以看出,行波信号会因cos20的存在而的变化输出,根据图1(a)的等效电路图,则TMR(a)的呈现二次谐波。输出电压V、V可表示为利用 MATLAB对两路幅值不等的驻波进行仿真,得到含二次谐波的行波示意图,如图2所示Ra1.51bR+△RR0+△R1.0R.+R+△R2R(3)0.5式中:R为无磁场时平衡电桥时,R1=R2=R3=R4=R0RR0-△R2Ro-△R4Ro-△R+R0+△R2R01.01.52.02.53.03.54.04.5505.56.0时间t/ms2△R(a)两幅值不等的驻波(a) Two standing waves with uneven amplitudes2R△R1.8-v sintSHV sint Kcosesint(51.20.6式中:K为系数,且K= Sh V/R0同理,TMR(b)的输出电压V+、Vb可表示为:0.6R0+△R(62R时间tmsRn-△R(7)含二次谐波的行波2R0(b) The traveling wave with second order harmonicV.= Ksinecost(8)图2两路幅值不等的驻波产生的带有以及叠加的行波信号V可表示为:二次谐波的行波V =V +V,= KcosOsint Ksin@cost Ksin(t+0)Fig 2 Traveling wave with second order harmonic generated9by two standing waves with unequal amplitudes由式(7)可看出,角位移θ包含在行波信号V的初相角内,将整形后的行波信号和参考信号之间的相位差而如果每单个芯片内部为不平衡电桥,即R1≠R2;用高频时钟脉冲信号插补后,可以通过采用高精度的时3≠R,使4路差分信号的幅值不一致,则行波表达式为间基准计数来实现角度θ的高精度测量,这也正是时栅2550仪器仪表学报第38卷R+ shcoseSH cose28V sintV sintR10+RR20+R302.114R +sasineR'oo-SHsinesintR10+RR+rVm sint(K,+L,cos0)-Vm sint (K,-L,cos0)+0.7V cost(K,+Lasine)-V cost(Ka-Lasino)V[(K-K,)sint+(K,-K4)cost+(,+L,)sintcos0(L a la)costsin0)I时间t/msK -KVmI(K,-K2)+(K,-K4)sin( t +arctan(b)含一次和二次谐波的行波(b)The traveling wave with first and second orde harmonicsVn[(L1+L2)sintcoso+(L3+ L4)costsin, -K(11)图3驻波及行波仿真式中:R10、R20、R30、R4为不平衡电桥时阻值。K1Fig 3 Simulation of the standing waves and traveling waveRRRR10+RR.p.k.KR+R式(12)中:l1,l2,…和分别为正弦路和余弦路RSHSH的高次谐波分量的系数。由式(12)可以看出,当K1l1≠R'20+RR10+R40R20+K30K2m1,行波中会存在cos4x的4次分量,类比可以推导出SHSHR'10+R'40R'20+R其他高次分量。由式(11)可得,加号的前半部分为一次电信号,后半部分与式(10)相同,说明行波在二次谐波分量的基础实验验证与分析上,引入了一次分量。同样,由式(11)可得,若在固定磁场不变的情形下,3.1实验平台搭建RR为了验证本文提出的电机转轴位置测量理论分析的R10+RR20+r正确性以及测量方案的可行性,搭建了如图4所示,包括所以在电机不转动时,TMR(a)芯片的差分输出直流电源、永磁伺服电机、信号处理板、示波器和上位机V+≠Va;同理,V+、V也是如此等的实验系统。实验以额定功率为750W的8极9槽面用 MATLAB对幅值不同的4路差分信号进行仿真装式永磁伺服电机为测量对象,采用TMR感应永磁伺服得到的正负半轴幅值不同的驻波以及含有一次和二次谐电机转动时气隙磁场的变化,并将TMR输出的带有位移波的行波信号的示意图,如图3所示信号送入时栅处理系统进行叠加、滤波整形以及计算处考虑到电机内部复杂的磁场环境及其他因素的干扰理,最后把计算结果送入上位机。驻波中可能会含有高次位移分量,所以将行波表达为:U,=K, sint( cos0+l, cos20+ l,cos30+.)+k2cost(sinO+m1sin2+m2sin30+…)=…+(K11)2+(K2m1)2(k141)2-(K2m1)2值流电讽回服电机■CoSa上位机sint+ artantan2 0(12)K,lI乐波器宿号处理板2.2图4实验平台Fig 4 The experiment platform0.28根据测量原理,采用设计的仅有0.8mm厚度的PCB板将一种线性全桥TMR芯片按照图5(a)的结构嵌在电机端盖上,并将PCB和端盖固定在一起,且保证两个101.5202.53.03.54.04.55.05.56.0时间t/msTMR位于同一平面上,实物如图5(b)所示(实验选用了a)4路差分不一致得到的驻波图中夹角为67.5°的一对TMR芯片,另外一对为预留备(a)Two standing waves generated by inconsistent quad differential用)第10期王淑娴等:永磁伺服电机嵌入式位置检测理论及误差分析2551端盖2.0506转子TMR234时间ms(b)正弦激励下另一正交TMR的差分输出电压)电机结构(b) The differential output voltage of the other(a)The structure of the motororthogonal TMR with sine simulationTMR(a)TMR(b)图6电机静止时TMR的线性特性Fig.6 The linear characteristics of the TMRswhen the motor is static然后,操作上位机控制界面,让电机以120r/min的速度运转,同时给一对TMR通入4V的直流电,得到如图7所示输出结果。图7所示曲线为一对TMR输出的正交电压差分信号,在直流激励下,表示了电机内部旋转磁场的磁场强度呈正弦变化,为信号的调制提供了可能。从图7(a)中可以看出,TMR(a)芯片的差分输出Va+、(b)端盖V幅值分别为0.73、0.71V,从图7(b)中可以看出(b) The end capTMR(b)芯片差分输出V+、V幅值分别为0.70.69V图5放置TMR的电机结构4路差分信号幅值存在差异。4路差分信号的幅值不Fig. 5 The motor structure with TMR installed233.2测试分析21首先,电机不转动,给一对TMR分别通入幅值为2.03.6V、频率为400Hz呈正弦和余弦变化的交流激励,得到如图6所示位于空间正交位置的一对TMR芯片电压1.7输出。从图6(a)和(b)可以看出,在一定磁场强度范围1.6内,TMR具有线性输出的特性且一对TMR的输出具有1.50102030405060708090时间正交性。虽然电机处于静止状态,但是由于永磁电角度()机内部永磁体的存在,所以TMR芯片所处位置存在一个()mhec(a)余弦激励下单个TMR的差分输出电压rential output voltage of one TMR with cosine simulation固定不变的磁场。由图中可看出单个TMR芯片的差分实2.3际输出V+、V幅值为1.5V,V-、V的幅值为2.1V。2.52.0180.6出-0.1102030405060708090角度(°)(b)正弦激励下另一正交TMR的差分输出电压(b) The differential output voltage of the otherorthogonal TMR with sine simulation012345678910图7电机旋转时的电机内的磁场状况时间t/msFig.7 The magnetic field state of the motor with(a)余弦激励下单个TMR的差分输出电压(a)The differential output voltage of one TMR with cosine simulatione motor rotating2552仪器仪表学报第38卷致主要是由于两个TMR芯片没有处于同一圆水平面使随着电机以120r/min的转速匀速转动,将行波信号感应的气隙磁场分量不等而产生的,为测量结果引入与同频参考信号之间的相位差解算得到角位移量,结果如次谐波分量。这一误差属于系统误差,可用修正法在测图10所示。从图10中可以看出,在500ms的周期时间量结果中将之消除。内,电机在0~360°范围内转动,且图中展现了以0.0025s最后,让电机转动的同时,给一对TMR分别通入幅的时间间隔发送数据与转速的乘积而得到的参考值曲线。值为3.6V、频率为400Hz的正、余弦交流激励,每个取单对板数据,即0~90°范围内的测量值,将其与参考值TMR芯片的差分输出相减后都得到驻波信号,且两驻波作差,最终得到如图11所示幅值约1.8°的原始误差。为信号相位相差90°,如图8所示。从图8中可以看出,调了更直观地了解测量误差的谐波成分,对其进行了傅里叶制低频信号V正半周期的幅值为0.019V、负半周期的变换。经傅里叶变换后显示谐波成分的主要曲线如图12幅值为0.022V,正、负半周期幅值相差0.003V,调制低所示,可以看出存在明显的1次误差、2次误差4次误差及频信号V的正半周期的幅值为0.021V、负半周期的幅其他高次谐波误差,进一步验证了模型的正确性。360值为0.02V,正、负半周期幅值相差0.001V。因此,单参考值300测量值路驻波正负半周期的幅值不相等导致测量结果引入一次谐波分量,而双路驻波正负半周期的幅值不一致则引入2402次谐波分量。可在TMR芯片的输出加补偿电路来消倒180除芯片的不等位电势来减小该误差0.03n—Vb0.02530015510020030040050060700时间ms图10测量值与参考值对比0.01Fig 10 The comparison between measurementdata and reference data0.02100时间t/ms1.5图8两路驻波信号0.5Fig8 Two standing wave signals0将两路驻波信号叠加后得到幅值为0.15V、频率为-0.5400Hz的行波信号,如图9所示。由行波波形图可以看出,行波呈正弦形变化且幅值存在浮动,行波信号主要含有1次次、以及4次谐波分量。一次谐波分量主要是因01020304050607080904路差分信号幅值有差异而引起的单路驻波幅值不同引入角度(○)的,2次谐波分量由单、双路驻波幅值不同引入,4次谐波图11误差曲线分量则主要是由双路驻波的2次分量合成,所以若按照前Fig.11 The error curve述方法改进得到较好的驻波,则行波的误差也将减小。1400.151200.070.020.030.080.13100120时间t/ms谐波成分/次图9行波信号图12谐波成分图FiThe traveling wave signalFig 12 Harmonic components第10期王淑娴等:永磁伺服电机嵌入式位置检测理论及误差分析25533.3对比实验位置检测的方法,建立相应的理论模型和误差模型,并且为了体现本方案的优越性,将本文提出的TMR嵌入通过和前期绕制时栅线圈检测方法的对比证明了该方法式电机位置检测与前期绕制时栅线圈检测的方法进行对使精度和稳定性方面有明显优势。在水磁伺服电机的端比实验。永磁伺服电机以120r/mn的转速匀速转动,两盖上放置隧道磁阻TMR芯片,一对TMR芯片感应气隙种方法测得的角度值分别与参考值做对比,得到如图13磁场的变化并输出调制信号,用时栅信号处理系统实现所示的误差曲线。从图13中可以看出,本文提出方法的转轴位置的计算。该测量方法1.8°的测量精度比时栅线测量精度达到1.8°,时栅线圈检测方法的测量精度为圈检测方法提高了3倍,且测量具有0.008°的稳定性,比因此,时栅线圈检测方法的检测精度比本文方法低时栅线圈检测方法提高了5倍。通过理论和实验测量结了近3倍,并且由于线圈易受电磁干扰从而影响测量信果分析可得:1)因芯片的个体差异性两个芯片处于不同号的稳定性,使时栅线圈检测方案的测量结果中存在较的圆水平面以及正交激励的幅值不等都会导致两路驻波大的随机误差,不能消除。而本文提出的检测方法中存幅值的不相等,引入2次误差;2)单个芯片内部的偏置为在的误差多为系统误差,较易消除。不平衡电桥,使4路差分信号的幅值不等,引入1次误差;3)本文提出的检测方法与绕制时栅线圈检测方法相本文方法线圈检测比,在检测精度和稳定性方面都有明显优势。参考文献1]文明,洪延姬,王俊花,等.增量式旋转编码器在复摆法冲量测量中的应用[J].仪器仪表学报,2007,i28(1):140-144Wen M. 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