运算放大器稳定性
运算放大器稳定性Z。=Rc15A)lq lAB=1/2 lqR。~(1/gm)+Rgm -Ic/VBERo=(1/c)K,+Rx(AirprtWKz is derived at NoLoad Ro2)Rx is minimum Rodue to outputA-Bs RP5transistor and biasBasIrpt)tut circuitry. Derived atRM5heavy load currentAt small load currentsRn∝1川At large load currentsR。=R任15图74定义:射板原随器,双极性输出放大器图75详细描述了常数为Rx的射极跟随器乙。模型,测量环璄为:满负载电流、传输函数为Kz/lc的串联式电流控制电阻器。由于器件具有推(PNP晶体管)和拉(NPN晶体管)输岀级,所以乙。模型包括每个输出级的等价R。模型。回馈至输岀引脚的冇效小信号AC输岀阻抗等于推输出级与拉输出级阻抗的并联组合。对于乙。小信号AC模型而言,VCC及VEE两个电源均对AC短路。vCC E Short f or small signal ACRPio=K2/IpK之/mVEE Shert for s mall signal AC图7.5:模型:射极器、双极性粉出放大器并不是放大器的所有 SPICE宏模型都相同。要研究输岀阻抗乙。的所有仿真,必须在使用真实器件止桷建立输岀模型的宏模型上完成,以及需要相匹配的AB类偏置电路对寘实器仁进行精确建模。我们通常无法判断制造商提供的模型是否完备。在过去4年中,Analog&REModels(htp!/www.home.earthlink.net/%7Ewksands公司的W.K. Sands为德州仪器(TBur- Brown产品部开发的高精度放大器创建了大部分SP|CE模型。如上所小,这些放人器sPCE模犁极致诠释了真实的硅芯片放人器,其中包含了详细的功能列表,如输出级的正确建模以及AB类偏置电路等。参见图76E OPA348 CLoad Basic: U1 [MACRO-Schematic Editor趣心饶ABasic ASw. cha: AMeters ources/Semcancuclo s 5 Ice Mac os/回回HA348S上⊥ME⊥HEEC上 NANCHMODE EENTURES INCLUDE OPEN工o○ P GAEN AND PHASEVOLTACE NO-8E W1/E,工 U CURREN。I8EWP^2B1 AS CUR玉ET,工 NEUT CAPA二工T2NCE,工 EUI COM! N MODE VOIAGiR: RAN I NHIMps I') RAlIs, ( RR VI TH FRFOINCYEFFECTS, PSRR WITH FRE QUENCY EEEECIS, SLEWB乎E,士SCENT CURRENT qUIESCENT CURRENT S VOILTAGE, QUIESCENTRENI VS TEMPERATURE, RAIL To IA-- OUTTUI s1AGEr HICHCLOAD EIIECTErA金,二RPEH跟UPHE, OU=PUT CURRENT IIMITENG,oUT出ULM上"VEr上1, U CLAMP出K,UpUvs0中可 T CURREN中MODEL IEMD RANGE I8 -40 I0+125 IECNOTE HA HE MODE工scT二0 NE OER五工 S RANGE BUT NOT山 l pARAEks MAY eccu凸ELy⊥HACK⊥HSEE" HE REA BAH⊥P入348 macrame de1PINOUT ORDER +IN -IN+7 -V OUT图7.6:并并所有的放人器模型都们等!由于我们无法找到具有精确AB类偏置及真实晶体管输岀的双极性射极跟随器敚大器宏模型,来违行真实环境下的准确性能分析,所以我们自建了测评模型。在这里,我们可以看到一个由开环增益为160dB(X100E6)的压控电压源实施的理想前端。输出昰体管QP及QM位于简化的AB类偏置电路中。我们将放大器的最大输出电沇设为27mA。因此,若需找出R。参数Rx,我们就要采用+27mA的负载电流进行测试。通过使用“输入电阻”RL及“反馈”电感LF,可以在 Tina spice中轻松建立简单的乙。测试电路。如图7.7所示。我们可以将DC环境下的电感器视为短路,而RL上施加了电压VDC,形成了如下所小的DC负载电流。凭借理想的1T- Henry(1E12 Henry)电感器,我们可以实现DC闭环路径,以使 SPICE能够找到工作点( operating point),但对于仟何目标AC频率则为丌路。现在,如果我们用1A的AC电流源test来激励电路,则经过dB数学转换后Vou成为乙。请注意,在这种重负载情况卜,lour=+27mA,即QM(实际处」“关闭”状态)和QP(处」“开启”状态)决定了输出阻抗OJT27m八\CC 15(A三H1CPMRF5/11LT15VOT 27mvVoc 27mF1-1.23V△)OM MRFS11LT1DC 0ACD NRF5211LT1AC 1ADkIM 260.4 4nAQP on and QM essentially offso QP sets output impedance图7.7:、互负线图77显示了双极性射极跟随器输出放人器在当l。ur=+27mA时乙的测量结果。 SPICE的初始结果将绘制在“线性dB”区域。如果我们对y坐标轴取“对数”,则会直接产生乙o的欧姆值。y坐标轴上的对数标尺对我们查看其他频率带宽不为常数(如 CMOS RRO)的Z。图很有帮助。Zo(OUT=+27mA)一A(2067k639Frequency(Hz)图7.8图、重负图79显示了our=+27mA时的大等效负载乙。模型。Rx的测量值为6.39Q。我们假定,使用的QP及QM输岀晶体管性能接近,并因此赋予这两个输岀晶体管相同的Rx值。如有需要,我们可以重新进行分析并测量|our=27mA时的Rx值。结果将会卡常接近,以致可以忽略其中的差别。根据此模型,我们可以假定RMm为高阻抗,不会干扰R的测量。此外,我们假定RPip比Rx小得多。RPip =KZ/Ip p=27mAAssume RPip =0 ohmVOUTRMim =KZ/ Im As sume Im = 0ARMm >100M ohmRX639图7.9:重负载型图710详细描述了AB类偏置射极跟随器的无输出负载环境。我们将AB类偏冒电流IAB设为1.08mA。对于无输出负载的情况,两个输出晶体管QP及QM均处于开启状态且对Z。产生的影响相同。lOT 14.82nALF 1TMCC 15(AQAB1 MRF5711L11VEE 15QPMRF5711LT1RL 1RP5AB×VOUT 14.82nV8QAB2 MRF5/1LT1 2 RM5Vb oDC= 0AQD MRF5211LT1AC= 1ApkR21kA)IM 1.07 mAEEQP and QM are equally biased on and contribute equally to z图710;,空我如图7.11所示,空载Z。的测量值为14.8Ω。凭借这些信息以及Z。的重负载值(由Rx推算),我们通过计算常数Kz可以完成对小信号Zo的建模zA(246K14equency (Hz图7.11图、空截在图712中,我们使用空载条件下的射极跟随器乙。模型。我们使用重负载条件下得到的结果并为R填入相应值。现在,我们需要求出空载条件乙o的Kz值,并假定两个输出品体管QP及QM的参数相近。详细的推导过程如上图所示,我们发现Kz值为00250668。图7.12:空我模型现在,让我们测试射极跟随器Zo模型。我们将使用QP提供的约为2倍LAB大小的DC电流,即AB类偏置电流的两倍。这样就得关闭QM,并迫使QP的R。成为Z乙。的主要部分。从图7.13可以看出这基本是正确的。这也恰当地解释了AB类偏置方案在真实环境屮是如何发挥作用的。我们了解到,当负载电流旱正增长时,所有AB类偏置电流开始向正输岀晶休管QP偏栘。当负载电流变为负值时,仝部AB类偏置电流开始冋αM偏移,直全QP在负的重负载电流作用下完仝关闭。AVCCS12A)P 2.54mQAB1 MRF5711LTOPMRF571LT1RMim
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